采用初级调节的恒流电源
在反激式转换电路中，无需专门调节电路，就可很好地调节输出电压。这是因为(如忽略寄生效应)两个输出电压的比率等于各自变压器绕组匝数之比率，因此能够调节，比如绕组电压VCC，从而在无需光耦合器的情况下获得相当稳定的隔离输出。图2所示为采用初级稳压的电源，仍然不具备恒流的特点。
采用初级稳压的电源，具备恒定输出电压。
这种电源的大多数电路与采用次级调节的电源相同，但反馈回路完全不同。
如前所述，反馈来自对FPS供电的同一个变压器绕组。该电压经D3整流，加在产生芯片VCC的R2/C7，以及对反馈电压进行滤波的R4/C4上。一般来说，反馈信号也可取自C7。但由于需要相当大的电容来支持启动电流消耗，最好采用具有不同时间常数的附加通道。齐纳二极管D7为用作误差放大器的Q1提供基极电流。如果VCC和输出电压同时增大，该晶体管的基极电流也将增大，而这会降低FPS反馈引脚上的电平，这类似于采用光耦合器反馈的电源。
至此，电源还工作在恒压模式，如何将其变成电流源呢？如果分析连续导通模式下反激开关的输出电流与峰值MOSFET电流之间的关系，就可知道：要得到恒定的输出电流，峰值MOSFET电流必须与输出电压Vout成正比，与输入电压Vin成反比。在非连续导通模式下，漏电流必定与Vout的平方根成比例，并在理论上与Vin无关。
电源中所采用的FPS功率开关FSQ0170RNA有一个名为“ILim”的非同步输入，这个输入有助于构造初级调节电流源，可以设置MOSFET的最大峰值漏电流。方法是在这个输入引脚上接上一个电阻或从该引脚吸取一定的电流。如果电阻接在这个引脚上，峰值漏电流就不会超过某一设定值。
借助图3可以解释该电流源的原理。从图中可清楚地看出，只需增加一些成本最低的无源部件，就可将这个恒压PSR电源变成电流源。
采用初级调节实现的恒流输出电源。
在该电路中，VCC绕组正负电压都经D5整流，且各自都经一个R/C滤波电路(分别为R3/C5和R4/C4)进行滤波。经过C4的正极部分正比于输出电压，而经过C5的负极部分与电源的输入电压有关，相对于初级侧接地为负。只要负载电流小，D7、R8、R9和Q1构成的调节回路的工作方式与图2中的一样。与图2不同的是，R8没有连接到初级接地上，而是连接到C5的电压负极。只要电源工作在电压模式下，包括D7阴极的节点处电压就几乎等于Q1的基极电压VBE，且只有很小的电流从引脚4流过R7。当负载电流增加，初级侧的峰值电流也将增加，当达到主要由R5决定的初级侧最大峰值电流时，输出电压开始下降，这也会使D7阴极的电压下降；而流过R7的电流将会增加，这是MOSFET峰值电流进一步下降的结果。恰当选择R7，这个峰值电流就能正比于输出电压，而输出电流就几乎是恒定的。R6用于补偿输出电流随输入电压增加而产生的变化。在恒流模式时，Q1处于负偏置状态，因而完全关断。在恒压电源中，这意味着出现了故障，VFB引脚上的电压将增加到6V，器件将关断。为了防止这种情况发生，在电路上增加了R10。
由于电流源的输出电压会随负载显著变化，因而VCC绕组的电压也会显著变化。因此，必须恰当选择绕组匝比，使芯片电源电压高于FPS在最小输出电压下的欠压锁定电平。由于VCC电压范围可能较宽，必须增加齐纳二极管D6，以防止芯片进入过压关断状态。
图4：图3所示电源的V-I特性。
图3所示为LED镇流器示意图，能够在欧洲市电输入情况下输出700mA标称电流来驱动3到5个大功率LED。图4所示为输出特性，在极小负载电流下，电压升得很高，这在PSR电源中很常见，在中等到较高电流范围，电压相当恒定。这个问题不是LED镇流器的兴趣所在，更重要的是，在恒流模式下负载电流在宽泛的输出电压范围保持恒定。
飞兆半导体可以提供各种版本电路，如带有350mA输出电流或通用市电输入，以及各种变压器技术指标和pcb数据。
